飽和抵抗を使った VCA(VCR)回路 通常のトランジスタ回路はB-E間にaudio信号を印加するわけですが、飽和抵抗を利用したVCR(電圧制御可変抵抗)回路の場合C-E間にaudio信号を印加するという操作を行います。 これは C-E間をVb（ベース電圧)の値で変化するVCRとして扱うためです。　可変抵抗として扱うためには制御信号で抵抗値が変化するのはもちろんのこと、印加電圧(audio信号)の大小で電流が変化し、電圧がプラスであれば電流もプラス、電圧がマイナスであれば電流もマイナスとなるという基本性質を有していなければなりません。 トランジスタが活性状態（線形領域）にある場合、Icは おおむねVbeに依存した定電流源となるため、 Vceの変動でIcは変化しないのだから抵抗体としては機能しないことになり、トランジスタを飽和領域で使用することによって、Ic(Ie)は Vceの変化に追従するようになります。 また飽和領域においては Vceがプラスの場合にIcの変化はVceに追従するのみならず、Vceがマイナスの場合もIcの変化は(-)Vceに追従します。　この(-)Vceというのはいわば逆(方向)トランジスタの飽和領域だからです。 トランジスタのIcはVbeで変化するのでVbeが大きくなればIcが増加する。　IcはC-E間を流れる電流なので同じ印加電圧（Vce）であれば抵抗値が下がったことと同じ。　すなわちVbeの変化で抵抗値をコントロールできる。　但し、抵抗として機能するにはVceの変化そのものに対してIcが追従しなければいけないが非飽和状態ではそうならない。　飽和動作時はそれが可能だが当然Vbcはプラスの値の時であってVce＝Vbe - VbcなのでVceは少なくともVbe以下でなくてはならないし実際はさらに小さい値しか印加できないということ。 問題は Vceの変化に対してIc(Ie)の変化はリニアな変化ではなく (-)EXPO特性になるということです。　また Vce固定で Vbeを変化させたときの変化は 通常の活性領域におけるVbeとIcの関係と同様、Ibが EXPOの変化になるため、 IcもEXPOの変化になります。　すなわち包絡線は　EXPO特性であり波形自体は非対称波形(マイナス部分の振幅の方が 大きい) * 包絡線(ENVELOPE) 無対策時 * 信号波形(信号レベルによる波形の違い)　無対策時 またVbeが増えるとIcが増えるので抵抗値が下がることになり場合によっては使いにくい場合(VCAとして使う等)があります。 * 裸の特性 *　Vbeが増えれば抵抗が減る --- VCAmpでなくVCAtt. *　波形(+),(-) 非対称、　エンヴェロープ expo特性 この為 VCAとして使用する場合の1案としては下図のようにエミッタフォロワのような形 にして、出力をエミッタ側から取り出します。 1: これにより　Vbeがあがれば出力電圧も上がる。 2: エミッタの抵抗により負帰還がかかり、Ieに対してマイナス側でより負帰還がかかる。 3: audio信号=0V時の 制御電圧の急激な変化に対する　OFFset電圧の軽減 4: さらにベース抵抗をつけるとIbの負帰還作用による非対称性の改善。 などが改善されるわけです。　ただこの場合、Vbが小さい領域では負帰還が十分働かないため非対称性はあまり改善されません。 またエンベロープはVbとIb, Ic,Ieの関係であるため、非線形なEXPOカーブであり、 VceとIb,Ic,Ieの関係も反映されているので EXPOカーブでかつ上下非対称なエンベロープ となります。　さらにエミッタ抵抗で負帰還がかかっているためIbが大きくなると エンヴェロープ波形は飽和するため、最終的には Ibが小さい領域で　EXPO、中間の一部 でリニア、Ibが大きくなるとLOG --> 飽和という 1次HPF的特性となります。　 当然マイナス側の輪郭のほうが先に飽和します。 この為上図のようにベースにも抵抗を挿入してさらに負帰還をかけることにより VbeとIb,Ic,Ieの関係をリニアに近く改善させるわけです。 上記回路の波形(かなり改善されています。) さらに下記のようにtransistorの1個を逆に接続して補正を図った例もあります。 * ROLAND DR110のアクセント回路 飽和抵抗については トランジスタを可変抵抗(VCR)として使うを参照。

* 実用回路 * ここでは飽和抵抗を利用したメーカのVCA回路を見てみることにします。 1: ROLAND JX3P 基本に忠実な回路といった感じですが、飽和抵抗をそのまま使うのでなくIeとして取り出してOP AMPで電圧に変換している形です。 出力信号の非線形性を改善する策はベース抵抗の負帰還以外は施されていませんのでaudio信号は最小で入力する必要があります。　このためOP AMPのoffset等が影響するので offset balanceを取っています。 エミッタ電流を取り出しているので audio信号0Vで制御電圧を急激に変化させても理論上は出力変動は多くはないはずですが、実際は？。 2: KORG 1Tr. VCA 一見エミッタについている抵抗がエミッタフォロワ的に働いて非線形性を改善しそうですが Cのインピーダンスの方がはるかに小さいため(C=10uf, R=100K) 波形の改善にはならず、基本動作は上記の回路と同じ動作、抵抗は Cの放電経路でしょうか。 　あとこの抵抗はDCに対しては有効ですので、エミッタフォロワのようにTr.の温度補償(CVに対して)になるのでしょうか。

3: KORG 2Tr. VCA KORGのanalog synthにおいてはPE1000、 PS3XXX、 MS10、20、VC10, X911などが 1Tr. VCA、 MS20(後）以降、X911(mainsynth)、Delta、trident 、poly6、trident MKII、poly61などのsynthその他のVCAにはこの2Tr. VCAが使われています。 トランジスタの飽和抵抗を利用するVCAにおいてその非線形性を緩和するために1Tr.のVCAにおいては主にベースに接続された抵抗の負帰還作用によって歪みを改善していますが上記の2Tr.のVCAにおいては端子こそ違えど差動回路のように2Trを配置することによって対称性を確保することによって歪みの改善を行っています。 * 2Tr. VCA core * 2Tr. VCAの VCR部分を以下に示します。　一見、上の1Tr.の回路とあまり変わらないよう にも見え2個目の追加トランジスタの意味がよくは分からずエミッタフォロワのReの代わりか、差動回路か？などと思っていて（上記の回路図の描き方からは特にそのように感じます。）長らく本質は理解できていませんでした。（結果的には当たらずとも遠からずではありました） トランジスタ1個の追加で動作はかなり複雑になります。　抵抗1本とトランジスタ2個だけの回路なのに動作が複雑とは困ったものですが、この回路では特性が大幅に改善されます。 特徴としてC-E間に印加される電圧が差動回路のB-E間に印加される電圧と同様、Q1、Q2両者の動作点位置によって異なる分圧比で分圧されます。　見かけ上C-Eに電圧を印加していますが動作上はB-C間に電圧を印加しているわけなので、これは両Tr.の飽和レベル(*1)に応じて分圧比が変化するということを意味します。 さらにCVによる制御電流(ベース電流)部分は高抵抗を介して簡易定電流源になっているので上記の反応の大元は片方のベース電流が減少すれば、もう一方のベース電流が同量だけ増加するという必然が生ずる反応を実現するための結果でありこの点も差動回路の反応と同一です。 結果上記2項の項目を満足するように共通電流Ie(出力電流)が発生しこの電流変化は非線形性が改善され対称波形になります。 *1: Vbe(正トランジスタ)主体の回路なのでVbcの大きさによって飽和のレベルが変わる。 　当然Vbcが大きい方(Vceが小さい)が飽和レベルは大きい。 よく見るとこの回路は差動増幅回路によく似ており、さらに言えば差動増幅を利用した VCA回路によく似た構成、動作となるのです。 * 始めの図を変形すると上図のようになります。 * gm可変のVCAによく似た形になっています！。 * 当然差動増幅ベースのVCAとも似ています。 差動増幅との大きな違いは差動増幅でIc1,Ic2に該当する部分がこの回路では共通のIeであるということです。　差動増幅の場合はIc1が上昇すればIc2が下降するのですがこの場合はVbcの差によってIbがIb1とIb2に分流します。　逆接続のQ1、Q2に対して共通のIeが一方向に流れると言うことがなかなかわかりにくい点なのですが、これは飽和領域のトランジスタの動作と考えればよいわけで、見方によっては差動増幅の変化と同じようにも取れるわけです。　差動増幅回路の信号Vbe、共通電流Ie に当たる部分がVbcの変化,共通電流Ibとなります。 実はROLAND JX3Pのresonance用の簡易VCAがにたような回路です。 * JX3P resonance VCA KORGのVCAのように共通エミッタ端子からではなく片方のコレクタがoutになっていてこちらの方が原理はわかり易いでしょう。 以下の説明はトランジスタの飽和動作の理解を前提としていますので必要であれば こちらも参照。 *初期状態 Vsig=0Vで両トランジスタは全く同条件となり各 Vce=0Vで、Vbe=Vbcであり両トランジスタのIeがほぼ0となります。 * Vsig=0時のキャリアの流れ Vsig=0V時、両Vce=0Vであり、トランジスタの外部から見えるIE=0ですが、Q1とQ2の内部動作、電流のループの必然としては Q2側のIer成分がQ1のIef成分に還元され、Q1側のIer成分が Q2のIef成分に還元され両者は値が同じで方向が逆なのでIEとしては0というイメージ。　すなわちIE=0でも両エミッタ間での電流（発生）経路は内部構造的にはありだということでしょう。 上図はVsig=0の時の状態ですのでQ1,Q2は同格な状態であり、トランジスタ単体においてもVce=0ではIeがほぼ0なのでQ1, Q2をつなぐ両エミッタ端子を流れる電流は0ですが、 Vsigが0Vより大きくなったり小さくなった場合のIeはどうなるか。 * Vce=0　(Vbe=Vbc) 付近の飽和Tr.の電流関係(βr=1の時の例) 上図はTr.単体のVce=0V付近の電流関係図(正Tr.主体 *0)です。 　上記直列回路の初期状態においては両Vce=0でIe=0ですから上図のVce=0の点にQ1,Q2両者の動作点があり、Vsigが変化すると両者の動作点が Vsigを分圧した点に移動します。(図は Vsigが(+)上昇時) この直列回路においてIeが共有電流になりさらに両Tr.は逆接続の関係にあります。　よってQ1,Q2を流れるエミッタ電流Ieは同じで方向が逆になるように各パラメータが動くということです。　上図からわかるようにIeが同じになるようにVsigの上昇に対して各C-E間というかB-C間に電圧が配分されるということです。 これは差動回路においてIc1が増えればIc2が同量減る際にVsigが両Vbeに分圧される時の反応と同じであるということです。 上記の説明ではQ1とQ2の共有電流Ieという部分で書きましたが、これは図からもわかるように両者のIb、 Ib1とIb2の変化が同じ値になるようにVce(Vbc)が分配されることでもありこちらの方が本質です。 *0:　正Tr.の Iefを逆Tr.のIcr(Ier)が侵食する形。IbはVceが小さくなるほど大きい。 * バランスするまでの流れ * *1: Vsig上昇 *2: Q1 Vbc低下 *3: Q1 Ib低下 (飽和が弱くなるから) *4: Q2 Vbc上昇。　-->　 Q2 Ibが同量増加するようにQ2の Vbcの配分が決定 *5: 両Ibの増減は共有電流 Ieに反映 上図においてIeの変化は (-)EXPOカーブですので(*1)Tr.がより飽和するほど(Vbcがマイナスに向かうほど)変化が激しくなります。　Vsig=0V時 Ie=0で Vsigが (+)になれば Q1のVbcは低下しVceがあがる、　Q2はVbcが増加してマイナスの領域に入るのでQ1のIeと Q2の(-)Ieが同じになるためにはQ2のVbcの低下はQ1のVbcの増加よりも小さい範囲になることで Vsigの変化が分配される。 　*1: Vbcが逆バイアスとなって定電流動作を開始するポイントを開始点として Vbcが 　　 低下するとマイナス方向に増大する(-)EXPOのカーブ。 すなわち簡易定電流源よって Ib1の増減分、Ib2も同量逆増減することとこの直列回路における共有電流Ieの発生が同じ作用からくるものだということです。 ですから差動回路の Tr.ペアと同様にこの場合、Ib1とIb2の増減関係を成り立たすためには各Vbcへの電圧分圧関係が非対称になるということが動作原理になるということ。 βr=1の時は IbとIeの変化が方向はちがえど同じなのでわかり易いと思います。　βrが大きくなってもIeの変化自体は同じでIbの変化が少ないだけで動作は同じです。 この回路動作で重要なことは当然のことながら飽和動作の挙動です。　すなわちとトラ ンジスタの外から見えるIeの変化というのは実は内部では Ie=Ief-Ierの変化だという 点です。 両トランジスタのVbeは共通であるのでIefは両者で共通です。　Vcv固定であってもVbeはVsigの変化で少し変動しますが、Vsigの変化に対して主導的に変化するのは両者のVbcの変化です。　すなわちIe=Ief-IerのIerの変化がIeに大きく反映するというこです。 片方のTr.のエミッタにもう一方のTr.のC-E間がつながる形。　そのC-E間は飽和抵抗で片方のTr.がよりアクティブな時はもう一方の飽和抵抗は大きくなるとなればこれはエミッタフォロワと同様な負帰還により非線形電流のリニア化と同様な作用、さらに極性反転接続による差動回路のような対称動作と見ることができるでしょう、

Vsigが変化する時 この回路動作はなかなか複雑なので始めは理解しにくいのですが、上に上げたポイントから基本は差動回路のペアTr.の動作と同じだということがわかります。 2っのtransistor間では C-E間もしくはB-C間の微分抵抗(*1)は同じ値ではなく Vsigがプラスの時は Q1のC-E間抵抗は高く、Q2のC-E間抵抗は低くなっており、Vsigがマイナスの場合は逆になります。 　これは簡易定電流源のIbがIb1とIb2に分流する際、片方が増えれば片方は同じ量だけ電流が減るという動作を実現するための反応で、これによって結果的に出力電流の非線形差が解消されIeの変化幅がプラスとマイナスで遜色無くなります。 1: C-E間の本来の微分抵抗はこのVbe値の活性領域の Vbe -- Ie曲線上の動作点の微分抵抗ですがここで言う微分抵抗は活性領域を0として、飽和度が上がるに従ってIeであれば (-) EXPO上昇するIeカーブの Vbcの値における微分抵抗値、 Ibであれば (＋)EXPO上昇するIbのカーブの同様位置での微分抵抗の意味。 またトランジスタの外から見た動作としては共通電流IeがVsigの変化に追従しているだけの反応ですが本来は2っのTr.は逆接続ですから一方がIEの排出であればもう一方はIEの流入になりこの電流値は同じ値になるということです。 * Vsigが(+)に増加時のキャリア(電流)バランス 上図で Q1 Vce > Q2 Vce。（絶対値） 各トランジスタ内部でのIefは共通電圧のVbeで決まります。　これに対して逆トランジスタのIer, Ibrといった値の増減は それぞれのVbc1, Vbc2の値で決まるわけで外部から見るとそれはIc1, Ic2に反映しているのです。　各トランジスタの抵抗値の増減はIc1,Ic2に対応しています。 上図では両エミッタ端子を結ぶ電線においてのQ1とQ2の電流の流出入は簡略化して書いて おり、図からは Q2に入ってくる電流、排出される電流がQ1より多くなってしまいますが両者は相殺されて0なのでその部分は省略しています。 電圧特性1　(VbcとVbe) * Vsig変化に対する、 VbcとVbeの変化(βr=1の時の例) 簡易定電流源のため Vsig上昇(+)で共通ベース電位Vbは上昇、Vsig下降(-)でVbは下降します。　これはベースについている抵抗が高抵抗であるため制御電流Ibの変動はわずかですが、Vbには変化が現れるということです。　ちなみにVbの変化は Vbc2の変化と同一です。 Vsig上昇(+) Vb上昇、それ以上にQ1コレクタ電位が上がるので Vbc1が下降、 ベース電位上昇でVbc2が上昇。　Vbeはほぼ維持。　 Vbc2と共通電位Vbの変化は同じなのでVbeの変化がわずかと言うことは共通電位 VeもVbc2の上昇とほぼ同じカーブで上昇している。 Vbc2が＋上昇時は微分抵抗が小さい(動作点が高い)ので分圧比は小さい。　この時Vbc1は微分抵抗が大きい(動作点が低い)ので分圧比は大きい。　それらがVbcとVceに反映する。 Vce1は上昇するが、Vce2はエミッタを基準に取っているので下降する(極性はマイナス) Vsig下降(-) Vb下降でVbc2が下降。　Vbが下降するが Vsigの下降の方が大きいので Vbc1は上昇。 　Vbc1が上昇と言うことは飽和度が上がるので微分抵抗が小さい(動作点が上がる)。 Vbc2が下降することは飽和度が下がるので微分抵抗は大きい(動作点が下がる)　よって 微分抵抗の差に応じてVsigの分配がなされるのでVbc1の上昇変化は小さく逆にVbc2の下降変化は大きくなる。 差動回路と同様に Vbc1, Vbc2がLOG的な変化をしているのでVsig=0Vからある程度の区間は各電流がリニアに変化する区間となる。(以下の電流特性参照) 電圧特性2　(VsigとVceとVe) * Vsig変化に対する、 Vceと Veの変化(βr=1の時の例) Vsig上昇(+) Q1の微分抵抗は大きいので Vsigの分圧比は Vce1 > Vce2で　Vce1はプラス上昇、これに 対して Vce2はマイナス下降下降の幅は Vce1より少ない。 Vsig下降(-) Vce1とVcer2の変化はVsig(+)と逆の反応 Veの挙動 VeとVce2は基準点が逆なだけなので変化は同じで極性が反転しているだけ。 電流特性1　(IbとIe) * Vsig変化に対する、各電流の変化　(Icv/Ib1/Ib2/Ie) (βr=1の時の例) 共通電流(Ib)に対して Ib1とIb2の分流比はQ1,Q2のVbcとIeの関係における微分抵抗の比で分流する。　 Ibは Vsigが(-)でわずかに上昇、Vsigが(+)でわずかに下降。 Vsig上昇(+) Ib2はVbc2上昇に対応して増加。　Ib1はVbc1下降に対して減少。　共有電流Ieは上記方向を定義すればIb1の変化と逆相なので Ib2の変化に準じて上昇。 Vsig下降(-) Ib1とIb2の変化はVsig(+)と逆の反応。　Ieは上記同様Ib2の変化と同相変化。 各Icの値は Ib に Ie が加算された値。 電流特性2　(IbとIeとIc) * Vsig変化に対する、各電流の変化　(Icv/Ib1/Ib2/Ie/Ic1/Ic2) (βr=1の時の例) コレクタ電流は電流方向の定義で方向が変わってきますがここではベースからコレクタに向かう方向を順方向と定義しています。　よってQ1においてはIcは図の下から上に流れるのが順方向。　これは飽和レベルが上がるにしたがって逆Tr.の Ibr、Icrが増える現象を中心に考えてみるということです。　このIcの変化がこの回路で一番混乱する要素だと思います。 Vsig上昇(+) Ic1の変化はIb1の変化に、 Ic2の変化はIb2の変化に追従しています。 Ieの変化は Ic2 - Ib2となり、これはトランジスタ内部ではIef1 - Ier1の値と同じ値となります。　Ic1は途中で極性が反転しています。 またVsig(+)上昇時はQ1の飽和が弱くなるわけなのでIb1、Ic1は低下してIc1 - Ib1の変化分 Ieが増えるということを上記グラフは意味しています。 Vsig下降(-) Ic1の変化はIb1の変化に、 Ic2の変化はIb2の変化に追従しています。 Ic1、Ic2の電流変化は上記の Vsig(+)と逆の関係になります。　すなわちQ1の飽和レベルが上がるのでIb1、Ic1が増加し( Ier1 - Ief)　分がQ1のキャリアとしては増加しているのでその分が共通エミッタを介してQ2に流れる。　電流の方向とキャリアの方向は逆なので Q2からQ1に向かって外部から見れば Ieが流れていることになり、上記 Vsig(+)とはIeの方向が反転します。 上記回路において制御電圧Vcv 固定時、共通ベース電流は定電流に近くなります　（高抵抗を介して両ベースがつながれているため)　厳密にはVsig上昇でわずかづつ低下します。　これはVbc1が低下するので逆にVbc2は増加しなければならないのですがそうなるためにはベース電位が上昇する必要があります。　Vcv固定ですからIbは低下します。　またVsig上昇でエミッタ電位も上昇します。 両Trのエミッタが浮いた形になっています。　エミッタとコレクタでなく、エミッタ 同士がつながっていて浮いているという状態は一見奇妙なのですがこれは飽和トランジスタの動作だということを考えればおかしくはないのです。 浮いていてもエミッタ電位は生じるわけですが、これはTr.単体時の Vce -- Ie曲線上のIeの大きさに対応したVceの値が生ずるということです。　Vce2は基準電位を共通エミッタにおいているのでVce2にマイナスをつけた値が Veの電圧値となります。 エミッタ電流はどこから供給されるのでしょうか？。　エミッタが浮いているので供給元がないようにも見えますが.....通常のtransistor動作で考えるとわからなくなりますが Vbcの大きい方のtransistorの Ie (*1)から供給されることになります。　(Vbcが同じ時は相殺) *1: 逆transistorのIer - 正transistorのIef 　CからEに向かう方向を正方向とすると、 　Vbcが大きい方のtransistorがIeは正方向となり Ier-Ief=Ie 　Vbcが小さい方のtransistorがIeは逆方向となり Ief-Ier=-Ie

2Tr. VCA出力波形 この回路のポイントはベースに入る抵抗による定電流源化と2っのtransistorの相補特性を利用してカーブを直線化することにある。　動作としてはエミッタフォロワのReが別transistorのC-E間抵抗になったような回路というべきか？。　差動回路と似たような電流特性を有し、単体transitorと差動回路の違いと同様バイアスがいらないというか。 * エンヴェロープの変化(Ie) CVに対するエンベロープの変化がLOGでなく直線変化になっています。 * 波形の対称性(ie)　　CV=5V　、 Vsig=0.1Vpp 非対称性がかなり改善されています。　上図は Vsigが大きいのでソフトクリップしていますが、Vsigがより小さければクリップも最少になるでしょう。

別versionの 2Tr. VCA回路（ MonoPolyの VCA ) 飽和領域を利用した抵抗回路はなれないと難解ですが非線形な電流カーブをリニアに変えるテクニックは差動回路と同様な方法、ここでは共通ベース電流を2っのTr.のIbで分配することによって実現します。 以下の回路は上記の 2Tr. VCAに比べて変則的ですが、基本はやはりベース電流の分配に際して逆方向のPN接合による非対称な分圧が作用するという原理を使っています。　上記2Tr.回路で Q2が diode動作している点がヒントで考えられた回路であると思われます。 * KORG MonoPolyの VCA ( !Tr. + ! diode接続の Tr. ) ぱっと見はわかりませんが、Tr.接続の B-C間と diode接続の B-E間でVsigが逆相で分圧される構造になっています。 図が分かりにくいので以下のように変形します。 * 各電流変化(βr=1の時) 共有ベース電流Ib(Icv)は Q2とdiode接続のQ1のベース電流、 Ib1, Ib2に分流します。　 飽和Tr. Q2は逆Tr.が基準の接続になっているのでIerに対して正Tr.のIefが侵食して IE=Ier-Iefという形になりまた、Ib2、Ic2、Ie2は逆Tr.1個のグラフの特性に準じていますが、Vce2=0VにおいてIc2、Ib2は逆Tr.のグラフの特性より少し低下しています。　これはdiode接続の Q1のベース電流の影響によるものです。 Q1のB-EとQ2のB-Eは並列接続です。　Vsigが(+)に上昇すれば Q1とQ2のVbe1は低下する方向に、逆にQ2のVbcは上昇する方向にVsigが分圧されます。　Vsigが(-)下降の場合は逆の関係になります。（下図） Q1とQ2のB-E間が並列になっていますが Q2のB-E間側を流れるベース電流はB-C間を流れるベース電流に対して微少であり、Q1の B-E間は diode接続なので単純に考えてもQ2の正Tr.のベース電流に対してhFE倍電流が大きいです。　このためVsigの変化に対してQ2の正Tr.側のベース電流は無視できますので結局、大元の定電流源のベース電流の分流分配は Q1の diodeと Q2の B-C間すなわち逆Tr.側のベース電流で行われます。 以下の電圧特性においてVbe1のMAX値がVbc2のMAX値より18mV高くなっていますがなぜか? 。　また上図においてもIb1=Ib2にあたるポイントが Vce=0Vでなく -18mVになっているのはなぜか？。 * Q1 Vbeと Q2 Vbcの電圧変化(βr=1の時) diode接続のQ1が無ければQ2の Vbcは Vsigの変化で動きませんのでVce1がマイナスの領域では Ie、 Icの (-) EXPOカーブは大きくマイナス方向に増大するのを Q1があることによってVbc2が Vsig(-)では大幅低下してIe、Icの増加を防ぐこれによってIeのプラスとマイナスでの非線形さを軽減しているということです。 * Q1あり、無しとでの各電流変化の差(βr=1の時) Q1無しの場合 (-)EXPOカーブが顕著ですがこれでも500Kの Rがある為、負帰還がかかって いて逆Tr.の裸特性に対しては大幅に(-)EXPO特性が緩和されてはいますが Q1が付くことによりVsigの　Q1 Vbe1と Q2Vbc2への分圧の影響で活性領域におけるIE発生の元であるVbc2すなわちこのVCAの CVに相当する値自身が低下するためその影響で Ie, Icが低下して 上記のように収束なカーブを描きます。 すなわちこの回路においては飽和領域の正Tr.の Iefの侵食と、大元のIer(IE)を発生させる Vbcという2っのパラメータが同時に動いて飽和抵抗動作と非対称性の改善が行われているということ。 この回路(MonoPoly VCA)はKORGの標準 2Tr. VCA回路に比べてプラスマイナスの対称性は悪いですが 1Tr. VCAにくらべればかなりよいようです。ちなみにこの2Tr.VCAは通常のKORGの2Tr. VCAと比べると変則的なこともあってか他機種で使われているのはMono/Polyの後に発売されたKORG　EPS1のVCA回路ぐらいかと思われます。 <2017/08/28 rev0.6>